具有低定子电感的低压无刷直流或交流感应电机越来越多地或专门用于伺服驱动、CNC（计算机数控）机器、机器人和公用无人机等精密应用中。为了将电流纹波保持在合理范围内，这些电机——由于其低电感——要求高达100kHz的开关频率；相电流纹波与PWM（脉冲宽度调制）开关频率成反比，并转换为机械中的转矩脉动，产生振动，降低驱动精度和效率。
那么工程师为什么不增加开关频率呢？正如工程中的一贯原则，这是一种折衷的做法。逆变器的功率损耗主要包括传导损耗和开关损耗。您可以通过减小开关元件（通常为MOSFET）的尺寸来降低给定工作频率下的开关损耗，但这会导致传导损耗增加。
在理想设计中，最高可实现效率受到半导体开关的技术的限制。使用传统的基于低压48V硅MOSFET的逆变器，40kHz PWM下的开关损耗可能已明显高于传导损耗，从而构成了整体功率损耗的绝大部分。为了耗散多余的热量，需要更大的散热器。不幸的是，这增加了系统成本、重量和解决方案总尺寸，这在空间受限的应用中是不期望的或不可接受的。
氮化镓（GaN）高电子迁移率晶体管（HEMT）具有优于硅MOSFET的多种优势，开辟了新的可能性。GaN晶体管可以实现高得多的dV/dt压摆率，因此可以比硅MOSFET更快地切换，从而显著降低开关损耗。GaN晶体管的另一个优势是没有反向恢复电荷，传统硅MOSFET设计的反向恢复电荷会导致开关节点振铃。表1比较了硅FET和GaN FET。
如果用新的GaN FET完全替换现有的硅MOSFET，就享受带来的益处，世界会变得轻松简单。例如，在栅极驱动电路和印刷电路板（PCB）布局中实现高压摆率具有独特的挑战性。如果处理不当，更高的dV/dt意味着增加电磁干扰（EMI）。通道之间的传播延迟失配将限制最佳可实现的死区时间，从而妨碍GaN FET实现其最佳性能。
TI的LMG5200 GaN功率级通过将两个80V/10A 18-mΩGaN FET与栅极驱动器集成在相同的无键合6mm x 8mm四方扁平无引脚（QFN）封装中，克服了这些困难。封装引脚设计为低功耗回路阻抗，PCB布局简单。输入为5V TTL和3.3V CMOS逻辑兼容，并具有2ns的典型传播延迟失配。这使得能够实现非常短的死区时间，减少了损耗和输出电流失真。
用于高速驱动的TI设计48V / 10A高频PWM 3相GaN逆变器参考设计实现了具有三个LMG5200 半桥GaN功率模块的B6逆变器拓扑结构。图1为简化框图。本参考设计提供了一个TI BoosterPack™模块兼容接口，用于连接到C2000™微控制器（MCU）LaunchPad™套件，以便进行性能评估。
图1：高频三相GaN逆变器参考设计
了解了这么多的理论，您是否对在实践中能实现多快的切换感到好奇呢？图2显示了压摆率约为40V/ns的开关节点。尽管切换速度超快，开关节点过冲小于10V。与传统的硅FET设计不同，这需要在FET的VDS击穿电压和允许的最大Vbus电源电压之间有较小的裕量。
图2：48V输入和10A负载时的开关节点
非常高的压摆率使基于分流的同相电流测量也具有挑战性。具有基于分流的在线电机相电流检测的48V三相逆变器参考设计通过使用TI的INA240差分精密电流检测放大器解决了这个问题。INA240具有-4V至80V宽的共模范围和增强的PWM抑制；在50kHz时其交流共模抑制比（CMRR）为93dB，其DC CMRR为132dB。
在最大负载电流为7ARMS时，参考设计板的功耗为4.95W，使用的PWM频率为40kHz，使用100kHz PWM时功耗为5.65W。图3为作为输出电流的函数的功率耗散。在最大输入功率为400W时达到48V总线的理论最大效率。这使得在7ARMS相电流下的相间电压为34VRMS，并且在100kHz下的逆变器效率为98.5％。
图3：氮化镓参考设计在48V与三相RMS输出电流时的功率损耗
由于高开关频率和快速电流控制环路，相电流非常接近正弦曲线，显示出较小的失真。这最大限度地减少了转矩脉动、可闻噪声，同时可提供最高的效率。图4为电流波形与施加的PWM电压的关系曲线。
图4：1kHz正弦相电流使用100kHz PWM失真较低